< link link link >

  Förstärkare av RC-kopplad typ användes i bl.a. radar- och TV-sammanhang. Dessa förstärkare (videoförstärkare) skall kunna förstärka mycket snabba tidsförlopp, t.ex. snabbt stigande och fallande, korta eller långa pulser. Med tanke på Fourier-analys vågar vi påstå, att vi av dylika förstärkare måste kräva stor bandbredd (låg undre gränsfrekvens och hög övre gränsfrekvens). Problement att utöka RC_stegets bandbredd såväl uppåt som nedåt är därför aktuellt.    Hos ett förstärkarsteg begränsas bandbredden uppåt av parallellkapacitansen C_p, som därför genom lämligt val av rör och genom förståndig ledningsdragning måste pressas ned till ett minimum. Vid given Cp-storlek kan bandbredden ökas genom minskning av anodresistansen, vilket dock leder till minskad förstärkning. Samma resultat kan uppnås med motkoppling (se avsnitt F3).    Vi kan emmellertid delvis kompensera parallellkapacitansens bandbreddsminskande verkan genom att utnyttja resonansen mellan parallellkapacitansen och en i kretsen inkopplad liten induktans. Vi kan därvid begagna oss av parallellresonans eller serieresonans. I förra fallet talar vi om shuntkompensering, i senare fallet om seriekompensering.     I detta avsnitt skall vi något beröra det kompenserade RC-stegets förstäknings- och fasvridningsegenskaper. Videoförstärkarens återgivning av pulser och pulståg studerar vi i pulstekniken.

		Shuntkompenseringens princip framgår av signalschemat fig. F2.45. En liten induktans La har lagts i serie med anodresistansen Ra och vi får på så sätt en starkt dämpad parallellresonanskrets, vars impedans bör bli maximal i närheten av resonansvinkelfrekvensen . Vi kan därför vänta oss en topp i förstärkningskurvan i trakten av ω0 (fig. F2.46). Toppens höjd blir beroende av kretsens Q-värde och dess läge på frekvensaxeln bestämms av värdet på induktansen La. Övre gränsvinkelfrekvensen ökar från värdet ω'' utan kompensering till värdet ω''k med kompensering.     Av det sagda torde framgå, att induktansvärdet La blir litet och dess inverkan vid låg och medelhög frekvens kan därför lämnas utan avseende. (Deta gäller givetvis även RC-stegets kapacitanser Co, Ck och C1 i det höga frevensområde, som vi nu betraktar; jämför fig. F2.1).
Fig. F2.45. Signalschema för shuntkompenserat RC-steg.
Fig. F2.46. Shuntkompenseringens inverkan.

Vid studium av stegeeets egenskaper bör vi även ihågkomma, att kompenseringen är avsedd för mycket bredbandiga förstärkarsteg. Vi kan därför förutsätta, att anodreistansen R_a är relativt liten samt att röret är en pentod. Normalt är därför R_a<<R_i och R_a <<R_g, varför ekvivalenta småsignalschemat får en relativt enkel form (fig. F2.47). Vid beräkningar avseende detta schema bör vi observera, att Q-värdet är så lågt, att vi ej kan begagna oss av de kretsreduktioner, som vi använt vid resonanskretsarnas behandling.

		Ur schemat Fig. F2.47 erhålles:   eller
Fig. F2.47. Ekvivalent småsignalschema under förutsättningen: Ra << Ri och Ra << Rg.

    Vi inför följande beteckningar:

= stegets spänningsförstärking vid medelhög frekvens. ω'' är tydligen stegets övre gräsnvinkelfrekvens utan kompensering (jämför sambandet F2.19; här är  enligt förutsättningarna ovan).
    Införes dessa storheter i uttrycket för U₂ ovan får vi:

	F2.80
	F2.81
	F2.82

    I fig. F2.48 nedan har presenterats som funktion av ω för tre olika Q-värden. Q = 0 (L_a = 0) är det okompenserade stegets kurva, Q = 1 ger en typisk överkompensering medan Q = 0,64 ger en mycket flat kurva samtidigt som bandbredden ökar med c:a 70% jämfört med det okompenserade stegets bandbredd.

Fig. F2.48. Kompenseringens inverkan på förstärkarstegets transmissionskurva.

    Beroende på vad man önskar uppnå med kompenseringen, kan Q-värdet väljas på olika sätt. Q = 0,64 ger sålunda s.k. maximalt flat kurva, medan Q = 0,56 ger maximalt linjär fasgång (jämför avsnitt F2.13). En jämförelse mellan fig. F2.48 och fig. B6.23 (sid. B6.26) kan vara av intresse i detta sammanhang.

		Stegets uppbyggnad vid serikompensering framgår av signalschemat fig. F2.49. En liten induktans Lg (som inte har någon inverkan vid låg eller medelhög frekvens) har inlänkats mellan anodresistansen Ra och gallerresistansen Rg. Lg-Cg -systemet kan betraktas som en sserieresonanskrets, varför vid spänningsresonans spänningen över Cg bör bil större än
Fig. F2.49. Signalschema för seriekompenserat RC-steg.

spänningen över C_a. Vi kan därför även i detta fall vänta oss en topp i transimssionskurvan vid en frekvens, var storlek bsstämmes av den inlänkade induktansen L_g i kombination med kretsens fördelade kapacitanser. Om vi alltjämt förutsätter R_a << R_i får småsignalschemat vid hög frekvens ett utseende i enlighet med fig. F2.50 nedan.

		En beräkning av förstärkning och fasvridning  som funktion av frekvensen är idetta fall mera komplicerad än i fall a) ovan, vilket i första hand hänger samman med att parallellkapacitansen Cp nu är uppdelad i sina beståndsdelar Ca och Cg. Vi nöjer oss här med att konstatera,
Fig. F2.50. Ekvivalent småsignalschema, Ra << Ri.

att man med seriekompensering i princip kan nå samma resultat som med shuntkompensering. I båda fallen måste det i sista hand bli fråga om en experimentell injustering av induktansernas värden.
   För den teoretiskt intresserade ges nedan uttrycket för den komplexa förstärkningen, beräknad med ledning av fig.F2.50.

	F2.83
RC-stegets förstärkning vid medelhög frekvens.

    Med de ovan skisserade metoderna kan vi i viss utsträckning förbättra RC-stegets transmissionsegenskaper vid hög frekvens. I vissa fall kan det vara

		nog så viktigt att utsträcka stegets transmissionsområde nedåt (sänka undre gränsfrekvensen).  Denna bestämmes av kopplingskapacitansen Co (se sambandet F2.14). Det ligger nära till hands att utforma en kompensering vid låg frekvens på ettt sätt, som påminner om metoden enligt b) ovan. RC-stegets småsignalschema vid låg frekvens har ett utseende enligt fig. F2.51 (inverkan av Ck och C1 försummas; jämför fig. F2.1).
Fig. F2.51. Ekvivalent småsignalschema, Ra << Ri.

    Om vi inkopplar en stor induktans i enlighet med fig. F2.51, kan vi vänta oss en topp i förstärkningskurvan i närheten av vinkelfrekvensen

		(fig. F2.52), vid vilken serieresonans inträffar i C0Lg-grenen. Metoden, som liknar b) ovan (låt Lg och Cg i fig. F2.50 byta plats), är dock knappast praktisk, efersom det erfoderliga Lg-värdet blir mycket stort (spole med järnkärna).
Fig. F2.52. Lågfrekvenskompenseringens inverkan.

    En annan kompenseringsmetod vid låg frekvens finnes redan inbyggd i vårt schema, fig. F2.1 (sid. F2.1). Om R_a >> R_i och om vi alltjämt försummar inverkan av katodkapacitansen C_k, får ekvivalenta småsignalschemat ett utseende enligt fig. F2.53 nedan.

		Om vi antar, att R1 >> 1/ωC1 erhålles eller
Fig. F2.53. RC-stegets småsignalschema vid låg frekvens (Ra>>Ri, 1/ωCk=0)

    Om vi i uttrycket för komplexa förstärkningen sätter R_aC₁ = R_gC₀, får vi

    F är sålunda oberoende av frekvensen, viket hänger samman med det upenbara faktum, att strommen  fördelar sig lika mellan R_aC₁- och R_gC₀-grenen vid alla frekvenser, om R_aC₁ = R_gC₀.
    I praktiken måste vi emmellertid välja ett ändligt värde på reistansen R₁, varför vi vid extremt låg frekvens ej kan uppfylla villkoret R₁>> 1/ωC₁, som var en förutsättning för vår beräkning ovan. Vi kan dock med beskrivna metoden i någon mån kompensera för C₀:s inverkan vid låg frekvens.
    Som tidigare nämnts verkar avkopplingskapacitanserna C_k och C_sg (fig. F2.31, sid. F2.26) förstärkningsminskande vid låg frekvens. Speciellt för katodavkoppling fordras mycket stora kapacitanser, varför man i bredbandsförstärkare ofta utelämnar katodkondensatorn och i stället godtar den förstärkningsminskning, som detta medför.

link >